發(fā)布時間：2023-07-31 17:00:03
序言：寫作是分享個人見解和探索未知領(lǐng)域的橋梁，我們?yōu)槟x了8篇的偏置電路設(shè)計樣本，期待這些樣本能夠?yàn)槟峁┴S富的參考和啟發(fā)，請盡情閱讀。
摘 要 步進(jìn)電機(jī)控制系統(tǒng)的開發(fā)采用了軟硬件協(xié)同仿真的方法，可以有效地減少系統(tǒng)開發(fā)的周期和成本。本文在選擇了合理的電流波形的基礎(chǔ)上，提出了基于TSC87C51單片機(jī)控制的恒流細(xì)分驅(qū)動方案，其運(yùn)行功耗小，可靠性高，通用性好，具有很強(qiáng)的實(shí)用性。
關(guān)鍵詞 步進(jìn)電機(jī)控制系統(tǒng) 插補(bǔ)算法 變頻調(diào)速 軟硬件協(xié)同仿真
中圖分類號：TM383.6 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A
1引言
步進(jìn)電機(jī)是一種把電脈沖信號變成直線位移或角位移的控制電機(jī)，其位移速度與脈沖頻率成正比，位移量與脈沖數(shù)成正比。步進(jìn)電機(jī)在結(jié)構(gòu)上也是由定子和轉(zhuǎn)子組成，可以對旋轉(zhuǎn)角度和轉(zhuǎn)動速度進(jìn)行高精度控制。當(dāng)電流流過定子繞組時，定子繞組產(chǎn)生一矢量磁場，該矢量場會帶動轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)一角度，使得轉(zhuǎn)子的一對磁極磁場方向與定子的磁場方向一著該磁場旋轉(zhuǎn)一個角度。因此，控制電機(jī)轉(zhuǎn)子旋轉(zhuǎn)實(shí)際上就是以一定的規(guī)律控制定子繞組的電流來產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)的磁場。每來一個脈沖電壓，轉(zhuǎn)子就旋轉(zhuǎn)一個步距角，稱為一步。根據(jù)電壓脈沖的分配方式，步進(jìn)電機(jī)各相繞組的電流輪流切換，在供給連續(xù)脈沖時，就能一步一步地連續(xù)轉(zhuǎn)動，從而使電機(jī)旋轉(zhuǎn)。步進(jìn)電機(jī)每轉(zhuǎn)一周的步數(shù)相同，在不丟步的情況下運(yùn)行，其步距誤差不會長期積累。在非超載的情況下，電機(jī)的轉(zhuǎn)速、停止的位置只取決于脈沖信號的頻率和脈沖數(shù)，而不受負(fù)載變化的影響，同時步進(jìn)電機(jī)只有周期性的誤差而無累積誤差，精度高，步進(jìn)電動機(jī)可以在寬廣的頻率范圍內(nèi)通過改變脈沖頻率來實(shí)現(xiàn)調(diào)速、快速起停、正反轉(zhuǎn)控制等，這是步進(jìn)電動機(jī)最突出的優(yōu)點(diǎn)。
2硬件設(shè)計要求及原理
2.1 設(shè)計要求
（1）供電電源：10V～40VDC容量0.03KVA。（2）輸出電流：共分0.9A、1.2A、1.5A、1.8A、2.1A、2.4A、2.7A、3.0A8檔可選，以配合不同電機(jī)使用。（3）驅(qū)動方式：恒相流PWM控制。（4）細(xì)分選擇：整步、半步、4細(xì)分、8細(xì)分、16細(xì)分、32細(xì)分、64細(xì)分的七種細(xì)分模式可選。（5）自動半電流：若上位機(jī)在半秒中內(nèi)沒有發(fā)出步進(jìn)脈沖，驅(qū)動器自動進(jìn)入節(jié)電的半電流運(yùn)行模式。
2.2 電氣接口要求
2.2.1 輸入信號
脈沖信號輸入：脈沖信號，5mA～12mA，高電平+5V電平，脈沖信號，最高頻率為70KHz。方向信號輸入：高、低電平，5mA～12mA，高電平+5V。脫機(jī)信號輸入：高、低電平，5mA～12mA，高電平+5V。公共端輸入：+5V電源。
2.2.2 輸出信號
兩相步進(jìn)電機(jī)繞組接口：繞組A接：A+，A-;繞組B接：B+，B-。
2.3 硬件設(shè)計原理
系統(tǒng)采用TSC87C51單片機(jī)接收命令，并將輸入命令進(jìn)行綜合處理，控制二相步進(jìn)電機(jī)正反轉(zhuǎn)、運(yùn)行速度、單次運(yùn)行線位移、以及啟停等的控制;既可由鍵盤輸入，也可通過與上位機(jī)的串行通信口由上位機(jī)設(shè)置。單片機(jī)主要功能是輸出EEPROM中存儲的細(xì)分電流控制信號進(jìn)行D/A轉(zhuǎn)換。根據(jù)轉(zhuǎn)換精度的要求，本控制系統(tǒng)選用的是8位雙通道的TCL7528轉(zhuǎn)換器。
單片機(jī)接收的信號有上位機(jī)的命令信號、手動輸入細(xì)分模式編碼信號。輸出信號有電流細(xì)分控制信號，步進(jìn)電機(jī)運(yùn)行控制信號。細(xì)分模式編碼由撥碼開關(guān)S1的1，2，3開關(guān)人工設(shè)定，共有8種細(xì)分模式可選，單片機(jī)P1口為細(xì)分模式編碼輸入I/O口。上位機(jī)的命令信號由單片機(jī)的中斷INT0、INT1和P3.4接收。其中INT0與脈沖信號對應(yīng)，INT1與方向信號對應(yīng)，P3.4與脫機(jī)信號對應(yīng)。單片機(jī)P0口輸出8位數(shù)據(jù)是與細(xì)分電流相對應(yīng)的。P0口8位數(shù)據(jù)輸出給D/A轉(zhuǎn)換器TLC7528數(shù)據(jù)輸入端，對工作電流進(jìn)行分割，以控制每級細(xì)分電流大小。
3軟件設(shè)計
3.1 控制脈沖的設(shè)計
根據(jù)PX243四拍驅(qū)動時序圖，得P0.0～P0.3引腳輸出控制脈沖時序圖。任一連續(xù)四個脈沖組成一個周期時間為T，其中一個脈沖的時間為ts，步進(jìn)電機(jī)轉(zhuǎn)過1.8度。改變脈沖輸出順序即可改變電機(jī)的轉(zhuǎn)向，改變ts即可改變其轉(zhuǎn)速。
本次設(shè)計是利用AT89C51內(nèi)部的定時器0來對ts實(shí)現(xiàn)精確控制，并且采用中斷方式提高了單片機(jī)的工作效率。該設(shè)計為循環(huán)中斷過程，每進(jìn)入一次中斷：
P0賦值一次，即可改變脈沖一次;TH0，TL0賦值，即可改變ts值，從而精確控制電機(jī)轉(zhuǎn)速;這邊引入變量i，可看成是脈沖數(shù)。200個脈沖為一圈，給i賦值即可控制電機(jī)轉(zhuǎn)的圈數(shù);判斷dir的值，給P0賦不同的值，可控制電機(jī)轉(zhuǎn)向。
3.2 定時中斷子程序編寫
單片機(jī)開發(fā)中除必要的硬件外，同樣離不開軟件，我們寫的匯編語言源程序要變?yōu)镃PU可以執(zhí)行的機(jī)器碼有兩種方法，一種是手工匯編，另一種是機(jī)器匯編，目前已極少使用手工匯編的方法了。機(jī)器匯編是通過匯編軟件將源程序變?yōu)闄C(jī)器碼，用于MCS-51單片機(jī)的匯編軟件有早期的A51，隨著單片機(jī)開發(fā)技術(shù)的不斷發(fā)展，從普遍使用匯編語言到逐漸使用高級語言開發(fā)，單片機(jī)的開發(fā)軟件也在不斷發(fā)展，Keil軟件是目前最流行開發(fā)MCS-51系列單片機(jī)的軟件。Keil C51是美國Keil Software公司出品的51系列兼容單片機(jī)C語言軟件開發(fā)系統(tǒng)，與匯編相比，C語言在功能上、結(jié)構(gòu)性、可讀性、可維護(hù)性上有明顯的優(yōu)勢，因而易學(xué)易用。
4結(jié)語
本文提出并實(shí)現(xiàn)的步進(jìn)電機(jī)均勻細(xì)分驅(qū)動器，最高細(xì)分達(dá)到64，能適應(yīng)大多數(shù)中小微型步進(jìn)電機(jī)的可變細(xì)分控制、較高細(xì)分步距角精度、及平滑運(yùn)行等要求。細(xì)分驅(qū)動器的系統(tǒng)功能完善，大量新型元器件的采用，使所設(shè)計的驅(qū)動器具有體積小、細(xì)分精度高、運(yùn)行功耗低、可靠性高、可維護(hù)性強(qiáng)等特點(diǎn)。系統(tǒng)軟件功能豐富，通用性強(qiáng)，從而使控制系統(tǒng)更加靈活，具有很高的推廣價值和廣闊的應(yīng)用前景。
參考文獻(xiàn)
關(guān)鍵詞：AM-OLED：驅(qū)動芯片：FPGA
1概述
AM-OLED顯示驅(qū)動芯片是AM-OLED平板顯示屏的關(guān)重件，具有重要經(jīng)濟(jì)價值。顯示驅(qū)動芯片內(nèi)部集成了行列驅(qū)動電路、圖像SRAM、電荷泵、LDO、伽馬校正和多種輸入輸出接口。內(nèi)置圖像SRAM最高可支持到WVGA分辨率，可顯示16.77兆色的顯示屏；片內(nèi)的低功耗電源管理技術(shù)增強(qiáng)了手持設(shè)備的電池續(xù)航能力。該芯片具有高集成度、低成本、低功耗的特點(diǎn)，可運(yùn)用于中小尺寸AM-OLED顯示屏模塊，包括智能手機(jī)、數(shù)碼相機(jī)等電子產(chǎn)品。
本文通過分析AM-OLED驅(qū)動控制芯片的測試需求，并結(jié)合該芯片的多功能模塊結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，提出了一種AM-OLED驅(qū)動芯片的測試電路設(shè)計方案。該方案對AM-OLED驅(qū)動控制芯片的各項指標(biāo)測試非常有效。該文的研究成果已經(jīng)應(yīng)用于我們研發(fā)的AM-OLED驅(qū)動控制芯片彩屏手機(jī)中。
2需求分析
圖1所示為AM-OLED驅(qū)動控制芯片的組成框圖。GateDriver行驅(qū)動、Source Driver列驅(qū)動分別用來驅(qū)動AM-OLED的行和列。電源模塊由三個電荷泵、兩個LDO以及一個上電檢測電源組成，用來向伽馬校正、行驅(qū)動、列驅(qū)動以及SRAM模塊提供所需要的驅(qū)動電壓。內(nèi)置SRAM用來存儲需要顯示的圖像數(shù)據(jù)。OSC振蕩器主要是作為片內(nèi)時鐘源，可以通過倍頻、分頻、調(diào)整占空比等方式，結(jié)合各需求模塊的具體需求，產(chǎn)生高精度的時鐘頻率。數(shù)字控制模塊由Command decoder和TCON模塊組成，主要實(shí)現(xiàn)1）不同分辨率顯示，2）不同顯示模式顯示，3）低功耗模式控制，4）不同控制和數(shù)據(jù)接口兼容5）行列驅(qū)動電路控制以及伽馬校正，6）接口譯碼功能。使各模塊能協(xié)調(diào)按序工作。
針對以上驅(qū)動芯片，需要對他的各項功能模塊和整體性能進(jìn)行有指標(biāo)的測試，常用測試項目如下：
1）電源模塊測試，測定芯片內(nèi)基準(zhǔn)、電荷泵、LDO等電源的電壓、電流指標(biāo)要求。
2）聯(lián)動測試，包括上電，啟動復(fù)位、省電、睡眠等各模式之間的切換。
3）動態(tài)電流和平均電流測試，用于統(tǒng)計芯片的平均功耗和瞬時功耗。
4）列驅(qū)動Source Driver輸出固定電平測試、建立時間、DNL、INL、DVO測試。
5）通過SPI口對集成在芯片內(nèi)的SRAM進(jìn)行測試，測試基本的存儲功能是否正確。
6）伽馬電路測試，需要分步進(jìn)行，先對其內(nèi)部各個模擬電路進(jìn)行測試，確定參考電壓產(chǎn)生是否正確，然后再和列驅(qū)動連接進(jìn)行聯(lián)合測試。比對顯示效果，可調(diào)整電壓誤差范圍。
7）
數(shù)字控制模塊的測試，主要在接口之間的兼容，可在線調(diào)試，寄存器可配等特點(diǎn)來提高芯片的可測試性。
3測試方案
針對以32AM-OLED驅(qū)動控制芯片的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，下面給出了一種測試電路的設(shè)計方案。為了提高各個功能模塊的可觀測性和可控制性，以便全方位驗(yàn)證芯片的總體性能指標(biāo)提供電路結(jié)構(gòu)支持。圖2是AM-OLED驅(qū)動控制芯片測試系統(tǒng)框圖。主要有屏、驅(qū)動芯片、FPC軟板、電源板、FPGA板組成。其中屏和驅(qū)動芯片以實(shí)際應(yīng)用為出發(fā)點(diǎn)，在測試階段已經(jīng)焊接在一起，有了屏就可以直觀顯示有關(guān)行列的驅(qū)動和使能（排除屏上壞點(diǎn)），同時對于芯片的Gamma校正，色階等可以直觀顯示，并且可以在線調(diào)試變化過程；然后屏和顯示控制系統(tǒng)通過FPC軟板連接，在軟板上預(yù)留屏電壓和控制信號測試點(diǎn)；電源模塊實(shí)現(xiàn)屏上的行和列提供顯示驅(qū)動電壓，以及驅(qū)動芯片電源總輸入；FPGA板是整個測試電路的控制核心，設(shè)計和存儲一些特定的顯示效果圖像。
4具體電路
測試的電路結(jié)構(gòu)是在上面所介紹的芯片結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，參考其測試需求而設(shè)計的，其重點(diǎn)是電源板和FPGA板，一個提供整個測試系統(tǒng)的電源流，為各功能模塊提供充足的各種閾值的需求，同時預(yù)留測試點(diǎn)以監(jiān)測驅(qū)動芯片的各項交直流參數(shù)指標(biāo)。另一個是提供測試系統(tǒng)的控制和數(shù)據(jù)流，控制各個功能模塊的動作，并且可以獨(dú)立制作特定的顯示數(shù)據(jù)，以驗(yàn)證驅(qū)動芯片的顯示效果。
首先是電源板，如圖3所示，系統(tǒng)的電源分四部分：第一部分是FPGA系統(tǒng)所需的多路電源管理VIN+5V，由TPS5450產(chǎn)生，第二部分，驅(qū)動芯片輸入電壓，由LDO降壓后產(chǎn)生核電壓和10電壓VDDAB、VDDI；第三部分是AM-OLED需要的正負(fù)的高電壓，ELVDD、ELVSS，都由TPS5450產(chǎn)生，TPS5450的特點(diǎn)是根據(jù)電感的接法不同，既可以產(chǎn)生正電壓，也可以產(chǎn)生負(fù)電壓，第四部分，電平轉(zhuǎn)換電源所需電壓通過TPS65131實(shí)現(xiàn)，其中AM-OLED的RGB行列供電的電源要在4.6V到6.5V之間可調(diào)，使用寬范圍的電位器來靈活調(diào)節(jié)。
然后是FPGA控制板如圖4所示，驗(yàn)證過程中使用的FPGA驗(yàn)證平臺的核心控制器FPGA采用xinlinc公司spartan6系列的TQG144芯片，SPI FLASH選用W25Q32V，預(yù)留視頻源擴(kuò)展口，兼容sD卡視頻播放模式，F(xiàn)PGA的調(diào)試接口和擴(kuò)展接口使用40芯的柔性線路板實(shí)現(xiàn)，F(xiàn)PGA和AM-OLED屏之間通過60芯的FHl6系列連接器實(shí)現(xiàn)時序控制。在本設(shè)計中，使用Spartan6系列的TQG144芯片主要原因是它擁有邏輯單元多、片內(nèi)存儲容量大、低功耗、低價位等特點(diǎn)。接口種類齊全，便于實(shí)現(xiàn)多種視頻數(shù)據(jù)格式間的轉(zhuǎn)換。數(shù)字鎖相環(huán)動態(tài)可配置，可以實(shí)現(xiàn)時鐘的倍頻、分頻及相位鎖定，為整個測試系統(tǒng)提供充足的時鐘資源。另外FPGA得JTAG在線調(diào)試接口，為AM-OLED驅(qū)動控制芯片寄存器得配置提供了方便，并且支持多種顯示格式和轉(zhuǎn)換功能，為AM-OLED驅(qū)動控制芯片的各項功能驗(yàn)證提供了足夠的資源。
關(guān)鍵詞：電壓比較器；運(yùn)算放大器；閾值比較
1 前言
比較器是一種帶有反相和同相兩個輸入端以及一個輸出端的器件，該輸出端的輸出電壓范圍一般在供電的軌到軌之間，運(yùn)算放大器亦是如此。
比較器具有低偏置電壓、高增益和高共模抑制的特點(diǎn)。運(yùn)算放大器亦是如此。
運(yùn)算放大器有如此多相似之處，但我們卻不能忽略他們的細(xì)微差別。
比較器擁有邏輯輸出端，可顯示兩個輸入端中哪個電位更高。如果其輸出端可兼容TTL或CMOS，則比較器的輸出始終為正負(fù)電源的軌之一，或者在兩軌間進(jìn)行快速變遷。比較器設(shè)計用于開環(huán)系統(tǒng)，用于驅(qū)動邏輯電路，用于高速工作，即使過載亦是如此。
運(yùn)算放大器有一個模擬輸出端，但輸出電壓不靠近兩個供電軌，而是位于兩者之間。這種器件設(shè)計用于各種閉環(huán)應(yīng)用，來自輸出端的反饋進(jìn)入輸入端。其偏置電流通常低于比較器，而且成本更低。運(yùn)算放大器設(shè)計用于閉環(huán)系統(tǒng)，用于驅(qū)動簡單的電阻性或電抗性負(fù)載，而且不能過載至飽和狀態(tài)。
正是這些細(xì)微差別，比較器和運(yùn)算放大器大多數(shù)時候會被區(qū)別對待，分別實(shí)現(xiàn)不同的功能。但若稍作改變，利用他們的相似之處，又可以解決一些實(shí)際問題。文章就運(yùn)放OPA699同時作為運(yùn)算放大器和電壓比較器進(jìn)行接收電路設(shè)計，討論，并通過試驗(yàn)結(jié)果進(jìn)行現(xiàn)象分析。
2 光電探測電路原理
如圖1所示為光電探測電路原理圖，光電探測器通過偏置電路將接收到的光脈沖信號轉(zhuǎn)換為電壓脈沖信號，輸入到放大電路，經(jīng)過一級放大和整形等操作，輸入到信號處理單元。
圖1 光電探測電路原理框圖
3 電路各部分設(shè)計及功能實(shí)現(xiàn)
3.1 光電探測器及偏置電路設(shè)計
光電探測器將光信號轉(zhuǎn)換為電信號，一般在設(shè)計中主要考慮響應(yīng)度，響應(yīng)時間，光譜響應(yīng)范圍等參數(shù)。此設(shè)計中采用普通的硅PIN光電二極管，反向偏置電壓為5v，其在反偏電壓下工作電路如圖2：
圖2 光電探測器及偏置電路
3.2 放大電路設(shè)計及功能實(shí)現(xiàn)
3.2.1 放大電路設(shè)計
經(jīng)光電二極管接收、轉(zhuǎn)換的信號，其幅度和信號比不足以滿足信號處理的要求，為了得到足夠的放大倍數(shù)和更高的信噪比，還需要進(jìn)行信號的再放大。放大電路如圖3所示：
放大電路放大經(jīng)光電二極管光電轉(zhuǎn)換之后的電信號，考慮到運(yùn)算放大器的放大倍數(shù)基本由電阻決定，受溫度影響較小，在放大電路中選取TI生產(chǎn)的電壓反饋限幅運(yùn)算放大器OPA699的組成所需的放大電路。OPA699的-3dB帶寬為1000MHz，壓擺率為1400v/？滋S，噪聲為4.1nV/，是一款高速低噪聲運(yùn)算放大器，滿足基本的脈沖信號的放大需求。
運(yùn)算放大器是一種雙電源器件，因而必須通過采用外部元件的某種偏置將運(yùn)算放大器的輸出電壓偏置到供電電壓的位置，對于給定電源電壓，這種方法可實(shí)現(xiàn)最大輸入和輸出電壓擺幅。也就是說，為了避免削波現(xiàn)象，需使輸出電壓偏置到電源電壓的一半附近。但是若通過簡單的分壓器將同相引腳偏置到電源電壓的一半，極易引入低頻寄生振蕩或其他形式的不穩(wěn)定現(xiàn)象。
該放大電路采用同相比例運(yùn)算電路，進(jìn)行單電源固定增益的放大，增益系數(shù)由R30/R29決定，本設(shè)計中設(shè)定放大倍數(shù)為5。
本設(shè)計中通過電容C34在分壓器的抽頭點(diǎn)設(shè)置旁路，用以處理交流信號。電阻R26為基準(zhǔn)電壓提供直流回路，同時設(shè)定電路（交流）輸入阻抗。在本電路中，采用R27和R28組成的分壓器，該網(wǎng)絡(luò)的-3dB帶寬由R27、R28和C34構(gòu)成，如設(shè)定R27/R28為2.4kHz/2.4kHz，C34電容值為0.1uF，則：
此設(shè)計對于1.33kHz以下的電源上存在的噪聲信號可以抑制掉。對于電容C34，若取值足夠大，能夠?qū)Ψ謮浩麟娐吠◣拑?nèi)所有頻率起到旁路的功能。該網(wǎng)絡(luò)設(shè)置有效法則是將極點(diǎn)設(shè)為-3dB輸入帶寬的十分之一。
3.2.2 放大電路功能實(shí)現(xiàn)情況
輸入脈寬為10ns的激光脈沖信號后，放大電路輸入信號和輸出信號情況如圖4所示。
由圖4可以看到，此電路能正常實(shí)現(xiàn)信號放大的，完全起到了放大高速微弱信號的作用。
3.3 閾值比較電路及電路實(shí)現(xiàn)情況
3.3.1 閾值比較電路
本設(shè)計中，閾值比較電路通過電壓反饋運(yùn)算放大器OPA699作為電壓比較器實(shí)現(xiàn)，具體電路設(shè)計如圖5所示：
高輸入阻抗運(yùn)算放大器OPA699作為比較器亦通過單電源實(shí)現(xiàn)，R33和R35實(shí)現(xiàn)將運(yùn)算放大器的輸出電壓偏置到供電電壓的位置，R34則提供閾值電壓參考值，根據(jù)實(shí)際需要，此處設(shè)置閾值為200mV。電阻R32為基準(zhǔn)電壓提供直流回路，同時設(shè)定電路（交流）輸入阻抗。
3.3.2 閾值比較電路工作情況
窄脈沖激光信號經(jīng)放大輸出進(jìn)入比較器，經(jīng)閾值比較后輸出TTL脈沖信號，通過判別前沿獲取時間信息，放大電路輸出和閾值比較電路輸出的輸出波形如圖6所示：
由圖6可以看到，實(shí)現(xiàn)閾值比較功能的運(yùn)算放大器OPA699能夠?qū)γ}寬為10ns的快速信號進(jìn)行閾值判別，完全能夠滿足實(shí)際應(yīng)用需要。
4 結(jié)束語
該電路中，單電源供電方式設(shè)計的放大電路有效解決了信號放大的問題，方便后續(xù)電路的處理；閾值比較電路能進(jìn)一步得到足夠放大倍數(shù)的信號，有效地去除噪聲，提高信噪比，為后續(xù)進(jìn)行信號處理提供了保證，也就是說，此類應(yīng)用中，尤其對供電方式要求單一的應(yīng)用中，將運(yùn)算放大器用作比較器是一種可行的設(shè)計選擇。
運(yùn)算放大器不但有單運(yùn)放封裝，同時提供雙運(yùn)放或四運(yùn)放型號，這類雙核和四核型號比兩個或四個獨(dú)立運(yùn)算器便宜，而且占用電路板面積更小，進(jìn)一步節(jié)省了成本。另外，比較器專門針對干凈快速的切換而設(shè)計，因此其直流參數(shù)往往趕不上許多運(yùn)算放大器。因而，在要求低輸入失調(diào)電壓和低輸入偏置電流等的應(yīng)用中，將運(yùn)算放大器用作比較器可能比較方便。
但是用作比較器的運(yùn)算放大器沒有負(fù)反饋，因此其開環(huán)增益非常高。躍變期間，哪怕是極少量的正反饋也可能激發(fā)振蕩。反饋可能來自輸出與同相輸入之間的雜散電容，也可能來自共地阻抗中存在的輸出電流。雖然通過設(shè)計布局降低雜散電容等方法進(jìn)行補(bǔ)償，但不穩(wěn)定性的確是隱形存在的“不定時炸彈”。另外，將運(yùn)算放大器用作比較器時，受飽和影響，其反應(yīng)速度低于期望水平，如果高速非常重要，將運(yùn)算放大器用作比較器可能達(dá)不到預(yù)期效果。
總之，文章提供了一種可行的光電探測電路的設(shè)計手段，在實(shí)際應(yīng)用時，必須了解相關(guān)知識，以確保所選運(yùn)算放大器能達(dá)到要求的性能。
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作者簡介 劉青峰 男，1982年出生，湖南冷水江人，碩士研究生。主要研究方向?yàn)槲⑷跣盘枡z測。
張流強(qiáng) 男，1969年出生，四川廣安人，副教授，碩士研究生導(dǎo)師。主要研究方向?yàn)镸EMS、MOEMS器件。
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關(guān)鍵字：MOSFET；軟啟動；防反接保護(hù)
DOI： 10.3969/j.issn.1005-5517.2015.2.018
聶劍（1980-），男，工程師，研究方向：電子技術(shù)、無線射頻系統(tǒng)開發(fā)。
軟啟動與防反接保護(hù)電路對電子設(shè)備有很好的保護(hù)作用，由于消費(fèi)電子客戶存在多次開關(guān)機(jī)的應(yīng)用場景和輸入接反的可能性。但是由于成本與電路設(shè)計的復(fù)雜性，很多設(shè)計中只提供了一種保護(hù)電路。本文基于提供全面保護(hù)與降低成本、降低設(shè)計復(fù)雜性的角度，提出一種電路，整合了軟啟動與防反接保護(hù)功能，電路結(jié)構(gòu)簡單、占用面積小，以供讀者參考。
1 軟啟動電路的作用
一般電路設(shè)計中都會使用較多的電容來儲能、去耦合，在設(shè)備上電時會對這些電容進(jìn)行充電，如果沒有限流電路，沖擊電流會較大，會導(dǎo)致設(shè)備工作異常，甚至損壞。軟啟動電路的目的是在設(shè)備上電初期限制沖擊電流的大小，進(jìn)入穩(wěn)態(tài)后，軟啟電路的限流作用幾乎消失，產(chǎn)生的損耗可以忽略不計。
2 軟啟動電路
常見的軟啟動有以下幾種：
2.1 熱敏電阻軟啟動電路
此方式的軟啟電路主要用在高電壓低電流的電路中，比如：市電輸入的設(shè)備中全橋整流后儲能電容輸入處經(jīng)常采用此種保護(hù)電路。電路圖見圖1。
其中電阻R1采用負(fù)溫度系數(shù)的熱敏電阻，在冷態(tài)時電阻較大，當(dāng)電路上電時，電流流過熱敏電阻，熱敏電阻起到限制電流的作用，其本身將會消耗一部分電能，轉(zhuǎn)換為熱能，隨著工作的時間加長，其自身的溫度升高，其電阻值將降低，損耗將降低。此電路的優(yōu)點(diǎn)：電路簡單、可靠性高，缺點(diǎn)：有一定的能量消耗。
2.2 繼電器與電阻組成軟啟動電路
此方式在較早期的電路中應(yīng)用較廣泛，采用此方式的電路對功耗敏感或者工作電流較大，其電路圖見圖2。
其中開關(guān)經(jīng)常使用繼電器，繼電器J1的導(dǎo)通電阻遠(yuǎn)小于電阻Rl。此電路中開關(guān)的控制需要外加控制信號，通常加一延時邏輯控制電路，當(dāng)設(shè)備上電后，電容Cl通過Rl充電，Cl充滿電后，繼電器Jl閉合，工作電流主要流經(jīng)繼電器，電阻Rl被旁路，設(shè)備開始正常工作。此電路的優(yōu)點(diǎn)：軟啟效果較好，能有效防止上電沖擊；缺點(diǎn)：電路復(fù)雜，成本高，繼電器閉合時，可能會出現(xiàn)電弧現(xiàn)象，影響繼電器的壽命，對開關(guān)設(shè)備的次數(shù)、頻率有限制。
2.3 利用增強(qiáng)型MOSFET設(shè)計軟啟動電路
利用MOSFET設(shè)計的軟啟動電路也比較常用，利用MOSFET的工作區(qū)域的變化、內(nèi)阻的變化，達(dá)到限制沖擊電流的效果。實(shí)際設(shè)計分為兩種：一種為用N溝道MOSFET設(shè)計的軟啟動電路；另外一種為用P溝道MOSFET設(shè)計的軟啟動電路。下面分別介紹這兩種電路。
2.3.1 用N溝道MOSFET設(shè)計的軟啟動電路
利用N溝道MOSFET設(shè)計的軟啟電路，電路圖見圖3。
工作原理：當(dāng)輸入上電時，由于C1的電壓不能突變，輸入電壓通過Rl對Cl進(jìn)行充電，充電時間由Rl與Cl共同決定，最終Cl電壓達(dá)到R2上的分壓。Cl上的電壓也即是Ql的柵極源極之間（N溝道MOSFET的導(dǎo)通條件為柵極電壓高于源極電壓）的電壓，電壓是從零開始，Ql的工作狀態(tài)也即是從截止區(qū)到恒阻區(qū)，再從恒阻區(qū)到飽和區(qū)，在恒阻區(qū)時能起到很好的軟啟動作用，最終的飽和區(qū)導(dǎo)通電阻很小，其耗散功率可以忽略。利用N溝道MOSFET做軟啟動比較常見，N溝道MOSFET的價格較便宜，此電路的輸入與輸出的參考地不同（相差很?。瑢?shí)際應(yīng)用中需要注意。
2.3.2 用P溝道MOSFET設(shè)計的軟啟動電路
利用P溝道MOSFET設(shè)計的軟啟電路，電路圖見圖4。
工作原理：當(dāng)輸入上電時，由于Cl的電壓不能突變，輸入電壓通過R2對Cl進(jìn)行充電，充電時間由R2與Cl共同決定，最終Cl電壓達(dá)到Rl上的分壓。Cl上的電壓也即是Ql的柵極源極之間（P溝道MOSFET的導(dǎo)通條件為柵極電壓低于源極電壓）的電壓，電壓是從零開始，Ql的工作狀態(tài)也即是從截止區(qū)到恒阻區(qū)，再從恒阻區(qū)到飽和區(qū)，在恒阻區(qū)時能起到很好的軟啟動作用，最終的飽和區(qū)的導(dǎo)通電阻很小，其耗散功率可以忽略。利用P溝道MOSFET設(shè)計的軟啟動電路，輸入輸出的參考地相同，相同性能的P溝道MOSFET相對N溝道的MOSFET的價格稍高。
3 防反接電路的作用
由于直流電輸入是有極性的，如果用戶將電源極性接反時，可能會損壞設(shè)備。故在多數(shù)的直流輸入設(shè)備中，均會設(shè)計防反接保護(hù)電路。
4 防反接電路
常見防反接電路有以下幾種：
4.1 二極管防反接保護(hù)
二極管防反接電路有以下兩種：
4.1.1 單二極管防反接保護(hù)電路
此方式的防反接電路應(yīng)用較廣泛，利用二極管單向?qū)ǖ奶匦詠矸婪唇?。主要是在高電壓、低電流的電路中，電路圖見圖5。
此處使用的二極管D1可以是普通的二極管，但結(jié)電壓一般在0.7伏左右。如果對效率較敏感，可以使用肖特基二極管，其結(jié)電壓一般在0.3伏左右，但是價格稍高。此電路的優(yōu)點(diǎn)是電路極其簡單、可靠性高，缺點(diǎn)是耗散功率較大。
4.1.2. 二極管橋防反接保護(hù)電路
此方式是從二極管防反接電路演變而來的，電路圖見圖6。
此電路中利用二極管構(gòu)成二極管橋堆，輸入電壓極性無論如何變化，輸出電壓的極性保持不變，即便是輸入電壓極性接反，設(shè)備也能正常工作。從工作原理看，相當(dāng)于電源輸入的兩個極性上均接有防反接二極管，故其比單個二極管防反接電路的效率低，成本稍高。需要注意輸入輸出的參考地不相同。
4.2 MOSFET防反接保護(hù)電路
利用MOSFET設(shè)計防反接保護(hù)，也分為P溝道與N溝道兩種，下面分別介紹：
4.2.1 N溝道MOSFET防反接電路
利用N溝道MOSFET設(shè)計的防反接保護(hù)電路，電路圖見圖7。
當(dāng)輸入電壓正常接入時，電流從輸入正極流入，流經(jīng)電阻Rl、R2，經(jīng)過Ql的體二極管流回輸入端。Ql柵極源極之間電壓即為電阻R2上的分壓，選擇適當(dāng)?shù)腞l、R2值，滿足Ql飽和導(dǎo)通。當(dāng)輸入電壓極性接反時，Ql的體二極管反向截止，由于沒有電流回路，柵極源極之間電壓無偏置電壓，Q1不能導(dǎo)通，輸出端無電壓輸出，設(shè)備不工作。需要注意兩點(diǎn)：Ql的體二極管參與電阻Rl、R2的分壓；輸入輸出的參考地不相同。
4.2.2 P溝道MOSFET防反接電路
利用P溝道MOSFET設(shè)計的防反接保護(hù)電路，電路圖見圖8。
當(dāng)輸入電壓正常接入時，電流從輸入正極流入，流經(jīng)Q體二極管，經(jīng)過R1、R2流回輸入端。Ql上柵極源極之間電壓即為Rl的分壓，選擇適當(dāng)?shù)腞l、R2值，Ql最終工作在飽和狀態(tài)。當(dāng)輸入極性接反時，由于Ql的體二極管截止，無電流回路，柵極源極之間電壓無電壓偏置，Ql不能導(dǎo)通。需要注意，Ql的體二極管參與電阻Rl、R2的分壓。
5 一種軟啟動與防反接電路
實(shí)際應(yīng)用中經(jīng)常需要同時使用軟啟動與防反接保護(hù)，可以考慮將兩種保護(hù)電路整合在一起，下面給出一種整合方式供大家參考，分為N溝道MOSFET與P溝道MOSFET兩種。
5.1 N溝道MOSFET整合
N溝道MOSFET整合后的軟啟動與防反接保護(hù)電路，電路圖見圖9。
當(dāng)輸入電壓正常接入時，偏置部分電流經(jīng)過Rl、R2，通過Q2的體二極管回到輸入端，R2上的分壓即為Ql、Q2的柵極源極間電壓，由于C1的作用，柵極源極之間的電壓從零開始逐漸升高，Ql、Q2緩慢地進(jìn)入飽和區(qū)，起到軟啟動的作用。當(dāng)輸入電壓反接時，由于Q2的體二極管反向截止，無偏置電流回路，電路不工作，起到防反接保護(hù)的作用?？梢钥闯鯭2起到防反接保護(hù)的作用，Ql起到軟啟動的作用。需要注意：輸入、輸出參考地不相同。
實(shí)際中Ql、Q2可被封裝在一起，市面上有較多此類芯片，例如IRL6372PbF，其飽和導(dǎo)通電阻在179mΩ，其上消耗的功率可以忽略。
5.2 P溝道MOSFET整合
P溝道MOSFET整合后的軟啟動與防反接保護(hù)電路，電路圖見圖10。
當(dāng)輸入電壓正常接入時，偏置部分電流經(jīng)過Q2的體二極管，流經(jīng)Rl、R2回到輸入端，Rl上的分壓即為Ql、Q2的柵極源極間電壓，由于Cl的作用，柵極源極之間的電壓從零開始逐漸降低，Ql、Q2緩慢地進(jìn)入飽和區(qū)，起到軟啟動的作用。當(dāng)輸入電壓反接時，由于Q2的體二極管反向截止，無偏置電流回路，電路不工作，起到防反接保護(hù)的作用?？梢钥闯鯭2起到防反接保護(hù)的作用，Ql起到軟啟動的作用。
實(shí)際中Ql、Q2可被封裝在一起，市面上有較多此類芯片，比如IRF9358PbF，其飽和導(dǎo)通電阻在23.8mΩ，其上消耗的功率可以忽略。
上面兩種保護(hù)電路，從輸入輸出來看，實(shí)際上是完全對稱的電路結(jié)構(gòu)，故也可以從輸出端輸入電壓，然后從原輸入端輸出電壓，同時具有同樣的保護(hù)功能。在應(yīng)用中需要注意，如果輸出端有電池作為負(fù)載，可能會出現(xiàn)電池的電壓倒灌至輸入端，需要考慮對輸入端的影響。如果需要實(shí)現(xiàn)單向的輸入，可以對電路進(jìn)行修改，下面以雙P溝道MOSFET為例進(jìn)行說明，電路圖見圖11。
在雙P溝道MOSFET的電路基礎(chǔ)上增加一個N溝道的MOSFET作為方向控制，當(dāng)控制信號來自輸入端，則電流方向即為從輸入流向輸出端，即便是輸出有類似電池的負(fù)載，電壓也不會倒灌至輸入端。此電路已在多個產(chǎn)品設(shè)計中應(yīng)用，取得很好的保護(hù)效果。
關(guān)鍵詞：KU波段低噪聲放大器；設(shè)計；理論；仿真
中圖分類號： S611 文獻(xiàn)標(biāo)識碼： A
一、低噪聲擴(kuò)大器設(shè)計理論
（一）低噪聲擴(kuò)大器的電路構(gòu)造
低噪聲擴(kuò)大器通常由擴(kuò)大器材、輸入輸出匹配網(wǎng)絡(luò)、級間匹配網(wǎng)絡(luò)和直流偏置電路等有些構(gòu)成。低噪聲擴(kuò)大器的電路構(gòu)造方式有平衡式和非平衡式兩種。這篇文章選用有反應(yīng)的非平衡式擴(kuò)大器。相對于平衡式擴(kuò)大器，其主要長處是構(gòu)造簡略緊湊、本錢更低，在取得低噪聲功能的同時也可取得較高的增益，且能在較寬的頻率范圍內(nèi)取得平整的增益特性
（二）低噪聲擴(kuò)大器的性能指標(biāo)
微波低噪聲擴(kuò)大器的主要指標(biāo)有：作業(yè)頻帶、穩(wěn)定性、噪聲系數(shù)、增益、駐波系數(shù)以及增益平整度等。其間噪聲系數(shù)和增益對全部體系的影響較大。
1、穩(wěn)定性
通常將擴(kuò)大器分為肯定穩(wěn)定和潛在不穩(wěn)定兩大類。假如負(fù)載阻抗和源阻抗能夠恣意挑選，擴(kuò)大器都能穩(wěn)定地作業(yè)，則稱為肯定穩(wěn)定或無條件穩(wěn)定；假如負(fù)載阻抗和能源阻抗不能隨意意挑選，只有在一定范圍內(nèi)取值擴(kuò)大器才干穩(wěn)定作業(yè)，稱為潛在不穩(wěn)定或有條件穩(wěn)定?？隙ǚ€(wěn)定的充要條件為：
2、噪聲系數(shù)
噪聲系數(shù)的定義是輸入端信噪比與輸出端信噪比的比值。信號經(jīng)過放大器以后，因?yàn)榉糯笃靼l(fā)生噪聲，使信噪比變壞，信噪比降低的倍數(shù)即是噪聲系數(shù)。在計算多級放大器的噪聲功能時，主要考慮的是系統(tǒng)總的噪聲系數(shù)。級聯(lián)二端口網(wǎng)絡(luò)噪聲系數(shù)的計算公式為：
由上式可知，當(dāng)最高級網(wǎng)絡(luò)的增益足夠大時，最高級網(wǎng)絡(luò)的噪聲系數(shù)F1對體系的總噪聲系數(shù)Ftot起決定作用。因而，要降低放大器的噪聲系數(shù)，除了要挑選噪聲系數(shù)小的晶體管以外，還要將放大器的輸入網(wǎng)絡(luò)設(shè)計成最好噪聲匹配狀況。
3、增益
微波低噪聲放大器的增益是微波晶體管的S參數(shù)、源阻抗Zs、負(fù)載阻抗ZL、二極管的直流偏置和作業(yè)頻率的函數(shù)。微波放大器的功率增益有多種界說，比如：實(shí)踐功率增益、變換功率增益和資用功率增益。對于實(shí)踐的低噪聲放大器，功率增益通常是指信源阻抗和負(fù)載阻抗都是5Ω狀況下實(shí)測的增益。
4、駐波系數(shù)
低噪聲放大器的輸入輸出駐波比表征了其輸入輸出回路的匹配狀況。在設(shè)計低噪聲放大器的匹配電路時，為了取得最小噪聲，輸入匹配網(wǎng)絡(luò)設(shè)
計為挨近最好噪聲匹配網(wǎng)絡(luò)而不是最好功率匹配網(wǎng)絡(luò)，而輸出匹配網(wǎng)絡(luò)通常是依照最大增益設(shè)計。所以，低噪聲放大器的輸入輸出端老是存在
某種失配。假如失配超越必定極限就會導(dǎo)致?lián)p耗添加，電路不穩(wěn)，故需要對駐波比進(jìn)行優(yōu)化。輸入輸出端口的匹配程度，決定了端口對輸入輸出信號的反射狀況，匹配越好，信號的反射越小。
（三）低噪聲放大器的設(shè)計過程
低噪聲放大器的設(shè)計過程通常包含以下五個過程：
1、器材和模型挑選。
2、電路方式挑選。
3、穩(wěn)定性設(shè)計。
4、直流偏置電路設(shè)計。
5、匹配電路優(yōu)化設(shè)計。
二、低噪聲放大器的設(shè)計與仿真
（一）器件及電路結(jié)構(gòu)選擇
1、器材與構(gòu)造
LNA構(gòu)造形式主要有單端式、負(fù)阻反射型、平衡式等三種，單端式LNA的長處是本錢低，但匹配、調(diào)試都很艱難，整機(jī)功能通常，通常用在對放大器的功能需求不高的體系中；負(fù)阻反射型LNA主要用于作業(yè)頻率高，電路損耗大，單級增益低的體系中，隨著技能的開展，這種構(gòu)造現(xiàn)在用的越來越少；平衡式LNA具有杰出的匹配，易于完成單級標(biāo)準(zhǔn)化，具有杰出的匹配、噪聲特性、相位特性和動態(tài)規(guī)模，端口駐波比較低，易于供給恣意級級聯(lián)。缺陷是電路復(fù)雜，使明晶體管較多，本錢較高，通常用于對LNA功能需求高的體系，與GaAsMESFET比較，HEMT具有更高的電子遷移率、截止頻率和更大的跨導(dǎo)，在低噪聲使用方面具有無與倫比的優(yōu)越性。依據(jù)設(shè)計目標(biāo)需求，挑選Fujitsu公司的FHX04XHEMT芯片，該芯片具有0.25μm柵長，200柵寬，在12GH、VDS=2V、IDS=10mA，
單級增益可達(dá)到10.5dB，同時具有0.75dB的噪聲系
數(shù)。根據(jù)指標(biāo)要求，本文采用圖1所示的平衡式方案，其中的3dB耦合器采用Lange耦合結(jié)構(gòu)，根據(jù)增益要求，平衡結(jié)構(gòu)的每一支路采用兩級芯片串聯(lián)。輸入輸出及級間用微帶結(jié)構(gòu)匹配，以電阻電容元件實(shí)現(xiàn)偏置、筆直電路。電路基板厚度為0.5mm，介電常數(shù)9.6。
圖1平衡放大器的結(jié)構(gòu)框圖
（二）直流偏置設(shè)計
根據(jù)芯片參數(shù)，選擇直流工作點(diǎn)為Idss=10mA，Vgs=-05mV。微帶電路中偏壓電路的設(shè)計原則如下：
1、反射小，即對主傳輸線的附加駐波要小。
2、引入噪聲小，即要求在有高頻能量傳輸?shù)木W(wǎng)絡(luò)中，盡量使用無耗網(wǎng)絡(luò)，特別是放大器的第一級，如果實(shí)在不能避免則必須要加濾波網(wǎng)絡(luò)來減小附加噪聲的引入。
3、附加損耗小，即要求在頻帶內(nèi)呈現(xiàn)純電阻要小，使能量盡可能的沿主線傳輸?shù)截?fù)載，但能耗網(wǎng)絡(luò)的引入可以改善系統(tǒng)的駐波，因此可以根據(jù)具體的設(shè)計需要進(jìn)行取舍。
4、高頻能量泄漏小，即要有一定的頻率選擇性，不能使頻帶內(nèi)的高頻能量沿饋電泄漏出去，而使放大器的增益和輸出功率降低。
據(jù)此，應(yīng)用高低阻抗和扇形短截線做成偏置網(wǎng)絡(luò)，減少微波信號對直流電路的影響。
（三）偏置電路的設(shè)計
偏置電路是擴(kuò)大電路的重要組成部分，挑選適宜的偏置網(wǎng)絡(luò)也是電路設(shè)計的重要部分。直流偏置電路設(shè)計的目的是挑選適宜的靜態(tài)作業(yè)點(diǎn)，使之能依據(jù)應(yīng)用需要，表現(xiàn)有源器材的功能，而且維持電壓、電流、溫度滿足動態(tài)規(guī)模的安穩(wěn)作業(yè)。依據(jù)VMMK-1225管的數(shù)據(jù)手冊，在Vds=1.5V，Ids=40mA的偏置條件下，Vgs=0.8633V。因而能夠選用單極性無源偏置網(wǎng)絡(luò)，在管子的漏極和柵極加偏置，源極為直流接地狀況，選用常用的電阻自偏壓構(gòu)造為晶體管供給相應(yīng)的直流電壓和電流，偏置電路如圖1所示。
圖1LNA偏置電路
（四）穩(wěn)定性設(shè)計
只有在微波管處于安穩(wěn)的情況下才干進(jìn)行匹配電路的計劃，改進(jìn)晶體管安穩(wěn)性變成其重要條件，改進(jìn)方法主要有以下幾種：
1、負(fù)反應(yīng)，能夠在源極串聯(lián)電阻后接地，構(gòu)成負(fù)反應(yīng)，使電路處于安穩(wěn)狀況，在實(shí)踐電路中，反應(yīng)元件常用微帶線來構(gòu)成。
2、采用鐵氧體隔離器，能夠起到極好的安穩(wěn)效果，隔離器的衰減對噪聲功能有必定的影響。
3、安穩(wěn)衰減器，能夠在漏極串聯(lián)電阻或Π型阻性衰減器，一般接在低噪聲放大器末級或末前級輸出口。
4、當(dāng)放大器頻帶外增益呈現(xiàn)不易消除的增益尖峰時，比如在工作頻帶外的低端，能夠運(yùn)用低端增益衰減網(wǎng)絡(luò)。本文選擇在源極串接微帶負(fù)反應(yīng)電路的方法改進(jìn)管芯的安穩(wěn)性。在源極串聯(lián)短路微帶線，構(gòu)成
負(fù)反應(yīng)，通過重復(fù)調(diào)試斷定微帶線參數(shù)，確保電路處于安穩(wěn)狀況。圖2給出了改進(jìn)后安穩(wěn)系數(shù)的仿真成果，能夠看出全部頻帶內(nèi)安穩(wěn)系數(shù)大于1，在全部頻帶內(nèi)無條件安穩(wěn)。
偏置電路是擴(kuò)大電路的重要組成部分，選擇適合的偏置網(wǎng)絡(luò)也是電路計劃的重要部分。直流偏置電路計劃的意圖是選擇適合的靜態(tài)工作點(diǎn)，使之能依據(jù)運(yùn)用需要，體現(xiàn)有源器件的功能，并且堅持電壓、電流、溫度滿意動態(tài)規(guī)模的安穩(wěn)工作。
圖2LNA的穩(wěn)定系數(shù)
（五）輸入輸出匹配設(shè)計
1、最小噪聲的輸入匹配設(shè)計
依據(jù)噪聲理論，低噪聲放大器的噪聲系數(shù)主要由最高級放大器決議，因而最高級輸入端需要用最小噪聲匹配。輸入端匹配網(wǎng)絡(luò)的使命，歸結(jié)起來是把晶體管出現(xiàn)的復(fù)數(shù)阻抗變換為信源實(shí)數(shù)阻抗（即50Ω電阻性的源阻抗）。匹配電路輸出端的視入阻抗應(yīng)等于最好噪聲源阻抗，如此使放大器取得最好噪聲。本文中仿真環(huán)境的溫度為16.85℃，依據(jù)上述理論，取得最高級放大器的輸入匹配電路、噪聲系數(shù)以及輸入駐波比，如圖3所示。
圖3LNA的偷入匹配電路、噪聲系數(shù)和偷入駐波比
2、最大增益的輸出匹配設(shè)計
依據(jù)最大增益原則，輸出匹配網(wǎng)絡(luò)的意圖是把晶體管輸出復(fù)阻抗匹配到實(shí)數(shù)阻抗50Ω。圖4為最高級放大器的輸出匹配電路、增益以及輸出駐波比圖。
圖4 LNA的偷出匹配電路、增益和偷出駐波比
綜合運(yùn)用上述設(shè)計方法，設(shè)計了第一級LNA，其性能參數(shù)為：在中心頻率12.1GHz下，噪聲系數(shù)為0.2dB，增益為16.006dB，增益平坦度小于0.5dB，輸入駐波比為1.087，輸出駐波比為1.178。其性能良好。
結(jié)束語：
此文章使用ADS仿真工具，設(shè)計了一個Ku波段的平衡式HEMT低噪聲放大器，并對放大器的各項功能指標(biāo)進(jìn)行了仿真，容差剖析標(biāo)明本設(shè)計滿意了設(shè)計出產(chǎn)的需求，一起平衡和單端構(gòu)造的仿真對比證實(shí)：在相同的噪聲指標(biāo)下，前者比后者更易滿意輸入輸出駐波比的需求，更高的動態(tài)接收規(guī)模，以及具有較高的穩(wěn)定性。別的當(dāng)平衡構(gòu)造一個臂的晶體管損壞時，平衡放大器仍有輸出，但功率增益降低了6dB，因而可靠性比單端式放大器高，適用于對LNA功能需求高的體系。
參考文獻(xiàn)：
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中圖分類號：TN432 文獻(xiàn)標(biāo)識碼：A 文章編號：1009-914X（2015）44-0267-02
一、引言
隨著砷化鎵集成電路工藝的技術(shù)革新，尤其是新型的E/D PHEMT工藝平臺的出現(xiàn)和成熟，使得多種器件可以在同一個標(biāo)準(zhǔn)工藝平臺上被加工出來，0.5um線條的E/D PHEMT砷化鎵材料技術(shù)及工藝可將增強(qiáng)型和耗盡型器件集成在同一個晶圓上，可將多種不同功能的電路集成到在一顆芯片上，這也是目前射頻前端簡化設(shè)計的主流趨勢。
二、電路設(shè)計
該芯片應(yīng)用于滿足802.11 b/g/n標(biāo)準(zhǔn)的無線局域網(wǎng)，用于無線射頻信號的收發(fā)[1]，該芯片內(nèi)部電路主要包含SP3T開關(guān)、2.4～2.5GHz低噪聲放大器、SPST旁路開關(guān)和用于驅(qū)動低噪放和開關(guān)的邏輯轉(zhuǎn)換電路。
2.1 射頻開關(guān)設(shè)計
在本電路中，射頻開關(guān)部分的主要作用是切換射頻支路并隔離各個通道干擾，本芯片中的開關(guān)電路主要有兩部分，一部分是切換RX、TX、BT到天線ANT支路的SP3T開關(guān)，另外一部分是用于旁路LNA的SPST開關(guān)。由于本電路的核心指標(biāo)為接收通道的噪聲系數(shù)和發(fā)射通道的功率容量，因此插損和功率處理能力指標(biāo)是開關(guān)電路中FET管尺寸優(yōu)化選擇的主要依據(jù)。
在確定選擇雙柵結(jié)構(gòu)的器件基礎(chǔ)上，再根據(jù)插損指標(biāo)和飽和電流優(yōu)化器件尺寸，0.5um柵長的D-FET飽和電流約為230mA/mm，按照電流有效值和特性阻抗乘積約等于有效功率的計算方法，1mm以上的器件可以滿足28dBm左右的功率處理能力要求，然后根據(jù)foundry提供的砷化鎵雙柵結(jié)構(gòu)場效應(yīng)管兩端口等效開關(guān)模型來仿真插損指標(biāo)。
2.2 低噪聲放大器設(shè)計
用于接收支路最前級的低噪聲放大器是影響接收信號靈敏度的最關(guān)鍵元器件，本設(shè)計中，接收支路的低噪聲放大器的設(shè)計決定了整個電路的噪聲系數(shù)和增益，為了使用方便，低噪放的前后級匹配電路全部在片上實(shí)現(xiàn)，且本工藝平臺中E-mode PHEMT器件具有正向開啟電壓的特點(diǎn)，有利于單電源工作，因此選用E-mode器件作為低噪放的核心有源器件。
由于設(shè)計要求所有匹配電路都集成在片上，因此整個芯片的布局較為緊湊。如果選用片上平面螺旋電感，在該頻段，電感所占面積較大，損耗較大，影響噪聲系數(shù)性能，因此，最終選用體電阻作為柵極偏置電路元件，并根據(jù)晶體管尺寸大小和電路進(jìn)一步優(yōu)化選擇合適的阻值，以同時達(dá)到扼流和選擇工作點(diǎn)的作用，經(jīng)過ADS仿真，電阻值選擇4.5K歐姆左右，柵極工作點(diǎn)在+0.4V，工作電流約為15mA。
此外，在低噪聲有源偏置電路設(shè)計中考慮了一個溫度補(bǔ)償作用，如下圖1所示，Q1和Q2組合成標(biāo)準(zhǔn)的電流鏡電路，R1電阻分壓起負(fù)反饋?zhàn)饔?，為低噪聲放大器提供穩(wěn)定的Vgs。由于有源偏置電路的晶體管和低噪聲放大器的晶體管有相同的加工工藝與過程，因此具有相類似的溫度特性，這就使得溫度變化時電流鏡電路 Vbias和 Vgs 能夠互相制約[2]。
2.3 邏輯電路設(shè)計
驅(qū)動電路部分采用的是經(jīng)典的DCFL式邏輯電路，這種電路其中具有構(gòu)成器件少、級間可直接耦合、單一電源工作以及功耗低等優(yōu)點(diǎn)[3]，可降低砷化鎵邏輯電路規(guī)模。
倒相器的上升時間和下降時間由負(fù)載管和驅(qū)動管的電流能力來決定，也即是由兩個管子的寬長比來決定，這樣，通過計算不同寬長比時的上升下降時間，就可以得到滿足設(shè)計要求所需的器件尺寸。本電路中實(shí)際設(shè)計的邏輯電路包含倒相電路和一個三輸入與門的功能，如下圖2所示。
在驅(qū)動電路設(shè)計中，選擇適當(dāng)?shù)碾娮韬偷瓜嚯娐酚性雌骷叽绲谋壤P(guān)系，可以優(yōu)化控制電平的高低門限。本設(shè)計中，在保證承受發(fā)射功率所需工作電壓的前提下，電路可滿足0/2.8V-3.3V驅(qū)動信號標(biāo)準(zhǔn)。
三、封裝及測試結(jié)果
針對該芯片的主要用途在于WIFI無線傳輸系統(tǒng)中的收發(fā)終端設(shè)備中，設(shè)計人員開發(fā)了適用于該芯片管腳功能的QFN1.5mmX1.5mm-12L的小尺寸塑封形式，根據(jù)管腳定義，合理的分配了Leadframe支架結(jié)構(gòu)，在使得芯片內(nèi)部良好接地的同時，又保證了芯片封裝尺寸的余量，同時開發(fā)了彈簧接觸式測試夾具，可做到進(jìn)行無損傷外觀測試。
小信號主要性能如下表1所示：
四、結(jié)論
采用0.5um線條的砷化鎵PHEMT E/D-mode工藝設(shè)計的2.4GHz WIFI用接收前端集成電路，具有增益高、噪聲低、發(fā)射損耗小、功耗低等優(yōu)點(diǎn)。在2.2-2.6GHz工作頻率范圍內(nèi)，增益大于12.5dB，噪聲系數(shù)小于2dB，輸入輸出電壓駐波比小于2：1，發(fā)射通道和藍(lán)牙通道插損小于0.7dB，發(fā)射通道和藍(lán)牙通道功率容量大于+28dBm，并集成驅(qū)動器和匹配電路，使用方便，適用于滿足802.11 b/g/n協(xié)議下的2.4GHz WIFI無線傳輸系統(tǒng)。
參考文獻(xiàn)
[1] RTC6627，Highly integrated，Receive Path Front End Module， Data Sheet，RichWave.
【關(guān)鍵詞】電壓比較器 高增益 低功耗 失調(diào)電壓
模擬集成電路中比較器是一個基本模塊，廣泛應(yīng)用于模擬信號到數(shù)字信號的轉(zhuǎn)換。在A/D轉(zhuǎn)換器中，電壓比較器的增益，帶寬，功耗，失調(diào)電壓的特性嚴(yán)重影響整個轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換速度和精度，傳統(tǒng)的電壓比較器采用多級結(jié)構(gòu)，使用輸入失調(diào)存儲技術(shù)（IOS）和輸出失調(diào)存儲技術(shù)（OOS）對失調(diào)電壓進(jìn)行消除，增加了電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度和功耗，芯片面積也越來越大。但隨著應(yīng)用速度越來越高，功耗要求越來越低，IOS和OOS要求放大器有足夠高的增益和帶寬，這些因素對于其發(fā)展有一定的制約作用。
本文設(shè)計的電壓比較器電路結(jié)構(gòu)簡單，采用了兩級放大結(jié)構(gòu)，前級放大采用差分放大電路，利用差分電路抑制共模信號的干擾，提高了共模抑制比，減少了信號中噪聲的干擾，第二級放大采用共源共柵電路對失調(diào)電壓進(jìn)行了很好的控制，使電路的失調(diào)電壓達(dá)到150μV，輸出級采用推挽輸出電路提升了輸出的驅(qū)動能力，整個比較器的功耗非常低，芯片整個面積僅為29.56μm×25.68μm。該比較器設(shè)計主要用于高精度時間測量芯片中，通過比較器產(chǎn)生一個低延時的門控信號，對于整個時間測量電路達(dá)到一個精準(zhǔn)的控制。通過仿真結(jié)果得知，該電壓比較器滿足應(yīng)用需求。
1 電壓比較器結(jié)構(gòu)
如圖1所示為CMOS電壓比較器原理圖，該比較器由偏置電路、差分放大器、共源放大器和推挽級輸出電路組成。其中，M1管和M2管組成偏置電壓電路，為差分放大器和共源放大器提供偏置電壓。通過調(diào)節(jié)M1管和M2管的寬長比，讓差分放大器和共源放大器得到合適的工作電流，合理設(shè)計差分放大器和共源放大器，主要考慮輸入失調(diào)電壓、輸入共模范圍、輸出信號的增益和帶寬的影響，設(shè)計出一個性能最優(yōu)的比較器電路。M10管和M11管組成一個推挽輸出級電路，提升輸出信號的驅(qū)動能力，為了能更好的和其它電路進(jìn)行協(xié)同工作。
該電壓比較器的工作原理如下：是同相輸入端，是反相輸入端。當(dāng)輸入電壓高于時，M3管導(dǎo)通，，M3管和M7管的電流相同，M8管又與M7管為鏡像電流關(guān)系，M8管導(dǎo)通，使，b點(diǎn)為高電平，c點(diǎn)為低電平，Vo輸出高電平。當(dāng)輸入電壓低于Vb時，，因此，M4管導(dǎo)通阻抗低，b點(diǎn)為低電平，導(dǎo)致M9管導(dǎo)通，c點(diǎn)為高電平，Vo輸出為低電平。
1.1 偏置電壓電路設(shè)計
M1管和M2管組成偏置電路提供M5管和M6管的柵極電位。偏置電路采用PMOS管和NMOS管柵漏極相連，兩管子均工作于飽和區(qū)，為差分放大器和共源放大器提供恒定的電流源。因此，
1.2 差分放大器的設(shè)計
差分放大電路的作用有兩個：首先對輸入信號進(jìn)行放大，這樣就可以對比較級電路的比較時間進(jìn)行降低，同時把總體延時降到最低；其次是對輸入信號差值進(jìn)行放大，這樣就可以把失調(diào)電壓對整個電路的影響降到最低。高帶寬在高速比較器中是一個重要影響因素，高的帶寬可以使整個電路的比較時間減少，從而對于比較器的速度進(jìn)行提高。
負(fù)向共模輸入電壓決定了差分輸入對管。負(fù)向共模輸入電壓取決于M5管進(jìn)入飽和區(qū)的條件。負(fù)向共模輸入電壓為。
M3管、M4管和M5都工作在飽和區(qū)，三個管子的閾值電壓相等。
考慮到負(fù)向共模范圍低和電壓增益高的要求，取=1.2V ，由式（7）可以得到M3管的寬長比。
M3管和M4管是完全對稱的輸入對管，所以可以得到。
有源負(fù)載對管M7和M8由正向共模輸入電壓決定，正向共模輸入電壓取決于M3管進(jìn)入飽和區(qū)的條件，則得到：
設(shè)計共模輸入電壓=3V，。I0為差分放大器的工作電流。由式（8）可以得到M7管的寬長比。M8管和M7為對稱有源負(fù)載對管，所以得到。
差分放大器的放大倍數(shù)為：
1.3 共源放大器的設(shè)計
共源放大器由M6管和M9管組成，M6管為有源負(fù)載，M6管與M2管為鏡像電流關(guān)系，已經(jīng)確定M6管的寬長比，M9的設(shè)計主要考慮共源放大器的放大倍數(shù)和輸入失調(diào)電壓的影響。為了減少輸入失調(diào)電壓對共源放大器的影響。差分放大器和共源放大器應(yīng)滿足式（10）比例關(guān)系：
由式（11）知共源放大器的放大倍數(shù)與工作電流成反比，由于M6管和M9管的輸出阻抗與成反比。放大倍數(shù)還與溝道長度調(diào)制效應(yīng)有很大關(guān)系，溝道長度越大，溝道調(diào)制效應(yīng)越小，和越小，MOS管的輸出阻抗越大，放大倍數(shù)就越大。還可以通過調(diào)節(jié)輸入管M9的寬長比提高電壓增益。
1.4 推挽輸出級的設(shè)計
輸出緩沖級是CMOS倒相器，它是為提升輸出的驅(qū)動能力、降低輸出的上升時間和下降時間而設(shè)立的，因此，該級的驅(qū)動電流設(shè)置較大，輸出的上升時間和下降時間對稱。推挽輸出級由M10管和M11管構(gòu)成，兩管均工作在線性區(qū)。
2 電路仿真
該電路是在TSMC 0.18μm CMOS工藝下，電源電壓為3.3V，利用Cadence公司的Spectre仿真器進(jìn)行仿真。仿真條件為tt工藝角，溫度為27℃。如2所示為電壓比較器的瞬態(tài)仿真，同相輸入端加入一個頻率為10MHZ，幅度為800mV的正弦信號，反相輸入端加入一個2.1V的直流信號，輸出端得到一個方波信號。電壓比較器的下降沿時間為754ps，上升沿時間為913ps。
圖3為電壓比較器的交流仿真結(jié)果，由圖中可以看出比較器的增益為92.123dB，帶寬為10MHz，相位浴度為53deg。
在同向輸入端設(shè)置輸入電壓為變量Vin，反向輸入端輸入電壓2.1V，Vin的輸入變化范圍為0―3.3V，通過直流仿真得到輸出信號與Vin的變化關(guān)系，得到了電壓比較器的傳輸特性曲線如圖4所示，從圖中可以看出，實(shí)際電壓跳變轉(zhuǎn)換點(diǎn)和理論轉(zhuǎn)換點(diǎn)電壓值有一定的誤差，輸出電壓跳變需要一個過渡區(qū)間。
功耗在電壓比較器的電路設(shè)計中是一個重要因素，近幾年集成電路的工藝尺寸向納米級的不斷發(fā)展，電源供電電壓越來越小，對于電路的功耗要求越來越高。整個電路功耗主要包括靜態(tài)功耗和動態(tài)功耗。動態(tài)功耗不僅取決于負(fù)載還與工作頻率，電源電壓，集成度和輸出電平有關(guān)。靜態(tài)功耗等于電源電壓和工作電流的乘積。圖5為比較器工作電流仿真曲線圖，可以看出，電壓比較器工作時平均電流為87.5μA，電源電壓為3.3V，得到比較器的功耗為0.289mW。
表1為本文和別人設(shè)計的電壓比較器進(jìn)行的一些性能對比，從表中可以看出在帶寬、功耗和失調(diào)電壓與文獻(xiàn)（8）和（9）差不多的情況下，其增益明顯高于對方，對于在時間測量系統(tǒng)中，其開始和結(jié)束信號的判斷有很大的作用，滿足了預(yù)期的設(shè)計目標(biāo)。
3 版圖設(shè)計
版圖設(shè)計如圖6所示，比較器中有差分電路，為了保證差分對的完全匹配，采用了共質(zhì)心對稱結(jié)構(gòu)，圖3中的差分對管M3、M4版圖對應(yīng)左下角部分，差分對管M7、M8版圖對應(yīng)左上角部分，偏置電路和輸出緩沖級電路利用了叉指結(jié)構(gòu)匹配。版圖的總共面積為29.56μm×25.68μm。Vin+和Vin-為比較器的同向和反向輸入，out為輸出端。
4 結(jié)論
本文基于TSMC 0.18μm CMOS工藝設(shè)計的電壓比較器具有高的增益，低失調(diào)電壓，低功耗，結(jié)構(gòu)簡單等特點(diǎn)。該比較器采用兩級放大，第一級采用差分放大器減少了輸入的失調(diào)電壓，提高了輸入的共模范圍，第二級采用共源放大器得到了高的電壓增益，輸出級采用CMOS倒相器結(jié)構(gòu)簡單，提高了輸出的驅(qū)動能力、減少了輸出波形的上升沿和下降沿的時間。從仿真結(jié)果看，該電壓比較器達(dá)到了預(yù)期的效果，可用于A/D轉(zhuǎn)換器、編譯碼器、高精度測時電路中。
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作者簡介
茍欣（1991-），男，陜西省漢中市人?，F(xiàn)為寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院碩士研究生在讀。研究方向?yàn)榧呻娐吩O(shè)計。
楊鳴（1963-），男，浙江省寧波市人。現(xiàn)為寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院研究員，主要從事光機(jī)電一體化和高分辨率自動顯微鏡方面的研究。